例如，圖3顯示的是采用AD8138放大器的放大器噪聲模型。該模型顯示了如何對所有電阻噪聲求和并將增益納入考慮，以便獲得折合到輸出的總噪聲。

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圖3. 放大器噪聲模型

注意，放大器具有某些電壓噪聲源(En1和En2)，以及某些電流噪聲源(In1和In2)。這些噪聲源可在放大器數據手冊的規格中找到。另外，數據手冊還會定義每一個電阻噪聲源。

通過簡單的計算便可以定義下述公式，并得到圖3中放大器電路折合到輸出(RTO)的總噪聲。

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注意，放大器與運算放大器的區別僅僅在于前者內部含有阻性元件。因此，噪聲計算包含在總噪聲貢獻因素中，并由數據手冊定義。

在數據手冊中，它一般表示為“折合到輸入”(RTI)的噪聲。通過選擇放大器電路增益，可以快速使用RTI數值，并將其調整為：
RTI = 1.3 nV/√(Hz)
增益 = 16 dB

從而有：RTO = 1.3 × 10(16/20) = 8.2 nV/√(Hz)

出于噪聲分析的目的，使用內置電阻的放大器要方便的多。

抖動

時鐘噪聲或抖動影響轉換器性能。如果您對如何確定該噪聲的系數有初步了解——比如說在寬帶中確定——那么很容易對該指標所導致的性能下降有所感受。

只需使用寬帶抖動噪聲數秒(最好是fs級別或更短的時間)以及模擬輸入頻率或目標IF頻率， 當時鐘幅度為最大值并假定輸入為正弦波，那么就會產生最大誤差。可以導出一個簡單的公式，以獲得RMS電壓誤差。例如，30 MHz模擬輸入IF和100 fs時鐘抖動便可產生18.8 μV或2 × π 30 M × 100 fs的寬帶電壓噪聲。

電源噪聲

探索電源噪聲需要知道LDO本身的噪聲及其測量頻段。這些數據同樣可在調節器數據手冊中找到。例如，一個調節器在100 kHz帶寬內可能具有225 μV噪聲。如果這是已知的，并且噪聲視為白噪聲，則可以用來估計它對ADC噪聲性能(SNR)的貢獻。然而，您需要知道ADC電源抑制(PSR)。

大部分情況下，在模擬電源域內(AVDD)，第一奈奎斯特區的電源抑制為?40 dB至?60 dB。因此，為了簡便起見，本例中假定為?40 dB。由此可知，有效噪聲貢獻為7.12 nV或225 μV/√(100 kHz) × 10(?40/20)。記住，這只是一個電源域的情況。所有電源域都需要進行同樣的評估，而每一個域在ADC、放大器等器件內可能具有不同的PSR值。

在信號鏈設計中考慮噪聲因素
下面的示例會幫助鞏固這個原則，并將進一步展示整個信號鏈的總動態性能。該示例采用ADL5566放大器驅動AD9643 ADC和獨立電源(ADP1708和ADP1706)，并分別偏置放大器和轉換器，如圖4所示。

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圖4. 示例信號鏈框圖

由于上一節完成了很多前期工作，下一步需要計算的就是ADC熱噪聲。

對于AD9643，模擬輸入滿量程為差分1.75 V p-p，其數據手冊中的SNR為71.7 dBFS。通過反向計算SNR公式，可知熱噪聲為：
SNR = 20 × log(滿量程V rms)/熱噪聲 (V rms))
或者
71.7 = 20 × log((1.75/2/√(2))/熱噪聲 (V rms))
或者
熱噪聲 = 161 μV rms

下一步，確定電源的噪聲貢獻因素。示例計算表明ADC模擬電源的AVDD貢獻因素為7.12 nV rms。

為轉換器的DRVDD和放大器的AVDD電源執行同樣的計算。進行這些計算時，DRVDD的PSRR為?80 dB，放大器AVDD的PSRR為?60 dB。在同一個頻段內，這分別等于71.2 pV rms和1.42 nV rms噪聲貢獻因素

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對于這個放大器示例而言，ADL5566在最大16的dB增益的條件下，RTO噪聲為8.2 nV/√(Hz)。接下來，需定義帶寬。通常可在放大器輸出以及轉換器輸入之間使用一個抗混疊濾波器， 否則所有的放大器寬帶噪聲都會折回帶內。對此噪聲進行限制，假定濾波器帶寬為150 MHz(?3 dB點)。使用此數值是因為AD9643是一個250 MSPS ADC，并且其奈奎斯特頻段為fs/2或125 MHz。通常，為了捕捉整個目標奈奎斯特頻段，會將AAF設計得略大。如圖7所示，放置一個2階或雙極點LC濾波器用于抗混疊抑制。這樣使得噪聲帶寬為：150 MHZ × 1.22 = 183 MHz。因此，計算可知，放大器的噪聲貢獻因素為111 μV rms，或8.2 nV/√(183 MHZ)。現在，只需采用如下標準SNR公式，對所有示例中推導出的噪聲源執行RSS計算：